Transmissor de Radiofrequência para Implantes Biomédicos Subcutâneos

Sobre esta edição

Publicar uma edição web do meu relatório de tese de mestrado foi um projeto que tenho vindo a adiar nos últimos anos. Finalmente, tive tempo para trabalhar nele. Este relatório foi entregue há quase 7 anos - no momento em que escrevo - em junho de 2010.

Mas porquê publicá-lo agora? Bem, em primeiro lugar porque quero promover o meu trabalho. Em segundo lugar, porque acredito que a UWB ainda é um tópico relevante com um grande potencial para novas aplicações, especialmente quando estamos a entrar na era da IoT, onde a eficiência energética nas comunicações será cada vez mais importante. E por último, porque espero que isto possa ser útil para alguém.

O conceito de UWB começou a desenvolver-se nos anos 2000 e parece ter atingido o topo no final dessa década, precisamente quando comecei a trabalhar na minha tese.

Figure I: Publicações sobre UWB no IEEE Xplore.

Desde então, o número de artigos diminuiu, mas mantém-se em cerca de 100 artigos por ano desde 2014.

A escolha de uma tecnologia tão inovadora foi um grande desafio. Não havia muitos conhecimentos sobre UWB mesmo no meio académico e tive de depender apenas de mim e da minha investigação. Mas é disso que se trata a investigação científica: descobrir coisas novas, novas tecnologias e novos conhecimentos. coisas novas, novas tecnologias e novos conhecimentos. No final, algumas destas novas tecnologias acabarão por chegar ao mercado num curto espaço de tempo. Outras demorarão mais tempo, como creio que acontecerá com a UWB. Outras tecnologias, outras tecnologias nunca sairão do laboratório. Mas o conhecimento, esse é sempre valioso.

A UWB ainda não foi amplamente utilizada em aplicações comerciais, mas há mas existem algumas utilizações interessantes na área médica e em aplicações de radar como os XETHRU sensors da Novelda AS.

O relatório original está disponível para download, bem como um artigo apresentado na conferência DCIS 2011.

Resumo

A engenharia biomédica é uma das principais tendências para o futuro da tecnologia tal como a conhecemos. Os implantes biomédicos inteligentes são atualmente uma realidade devido aos grandes desenvolvimentos efectuados em vários ramos da engenharia engenharia e na medicina durante o século XX.

O objetivo deste trabalho é desenvolver um transmissor de radiofrequência para implantes biomédicos utilizando a tecnologia de impulse-radio de banda ultra-larga. Uma das possíveis aplicações para este transmissor é o sistema bifásico bifásico desenvolvido na Universidade da Flórida. Este sistema consiste num sistema de registo neuronal para interfaces cérebro-máquina baseado na codificação assíncrona de impulsos bifásicos. Outras aplicações podem ser por exemplo, implantes cocleares, implantes visuais, entre muitos outros.

A Comissão Federal de Comunicações aprovou em 2002 a banda ultra-larga nas nas bandas de frequência entre 0 a 960-MHz e 3,1 e 10,6 GHz. Esta apresenta-se como uma boa alternativa aos transmissores de banda estreita convencionais convencionais em implantes biomédicos devido a vários factores, como a elevada taxa de bits elevada, baixo consumo de energia e simplicidade de implementação, uma vez que a complexidade é transferida para o lado do recetor.

Este documento apresenta todo o processo de desenvolvimento do transmissor UWB começando pela análise das implementações existentes. Os circuitos estudados foram depois comparados e tidos em conta na arquitetura arquitetura proposta. Quando comparado com outras implementações conhecidas conhecidas encontradas na literatura, o trabalho apresentado distingue-se pela taxa de bits mais elevada (1-Gbps) e por ser uma das melhores soluções em uma das melhores soluções em termos de consumo de energia por pulso. Além disso, como os circuitos de alta frequência frequência são muito sensíveis a diversas variações em termos de processo e de processo e de funcionamento, a presente solução permite também a afinação pós pós-fabricação. Adicionalmente, a presente solução também oferece uma seleção de modulação flexível sem comprometer o desempenho. Qualquer modulação IR-UWB pode ser escolhida alterando o esquema de condução.

Foram analisadas duas tecnologias CMOS de 90 nm diferentes e efectuadas simulações simulações para selecionar a mais adequada. A implementação física implementação física (layout) foi efectuada com o software Cadence Virtuoso da Cadence. A verificação das regras de projeto, o layout-versus-schematic e a extração de parasitas e a extração de parasitas foram feitas com o software Mentor Graphics Calibre. Para garantir a funcionalidade do para garantir a funcionalidade do circuito após o processo de fabrico, a análise da netlist pós-layout e a calibração foi testada para efeitos de validação. foi testada para efeitos de validação. Os impulsos transmitidos estão em conformidade com a máscara de espetro da FCC e o circuito total ocupa uma área de 675x675-μm².

1. Introdução

1.1 Motivação

Antes de 1800, o conhecimento da eletricidade era muito limitado. No entanto, os egípcios e os gregos já sabiam que certos tipos de peixes podiam dar choques eléctricos a um organismo nos seus ambientes aquosos. aquosos.¹

Em 1758, Benjamin Franklin fez as primeiras experiências com estimulação eléctrica eléctrica de membros paralisados. Numa carta a um médico escocês chamado escocês chamado Sir John Pringle, relatou que depois de aplicar faíscas fortes nos membros afectados, “*eles foram considerados mais capazes de movimentos voluntários, No entanto, passados alguns dias, as mudanças aparentes desapareciam e os pacientes iam embora, cansados de de receber choques fortes. Apesar do seu fracasso, estas experiências marcam o início Apesar do seu fracasso, estas experiências marcam o início da utilização da eletricidade na engenharia biomédica.

A engenharia biomédica tem sofrido um desenvolvimento substancial desde o desde o final do século XIX até aos dias de hoje. Alguns marcos importantes marcos importantes durante este período foram:

• 1895: Wilhelm Röntgen descobriu os raios X enquanto investigava os efeitos externos dos vários tipos de equipamentos de tubos de vácuo Recebeu o primeiro prémio Nobel da Física por esta descoberta.
• 1903: Willem Einthoven inventa o primeiro eletrocardiógrafo, baseado num galvanómetro de corda.
• 1928: Alexander Fleming descobriu a penicilina. Quando regressou de um fim de semana prolongado, descobriu que num velho prato de bactérias, um bolor em crescimento estava a matar as bactérias.² A penicilina e a A penicilina e a sulfanilamida reduziram o principal perigo da hospitalização: a infeção cruzada entre os pacientes. infeção cruzada entre pacientes.¹
• 1929: Hans Berger registou os primeiros electroencefalogramas de humanos e descobriu as ondas cerebrais rítmicas Alfa.
• 1930: A refrigeração permite a criação de bancos de sangue. Até essa altura, o Até essa altura, o sangue era transfundido enquanto ainda estava quente.
• 1970’s: Os sistemas de ultra-sons, de tomografia computorizada e de ressonância magnética Os sistemas de imagiologia influenciam diferentes domínios da medicina: oftalmologia, deteção de problemas nos ossos e articulações, deteção e tratamento do cancro.

Atualmente, entre muitas outras realizações, é possível localizar a origem focal a origem focal da epilepsia com uma precisão milimétrica e controlar dispositivos protésicos com o pensamento.³⁴

As melhorias introduzidas no século passado nos domínios da higiene, da medicina e da nutrição levaram a um aumento da esperança de vida, mas também a um mas também a um aumento dramático dos custos de saúde, em grande parte devido aos esforços para lidar com Como exemplo representativo, os Estados Unidos da América da América aumentaram a despesa total com a saúde de 7,1% para 15,8% do produto interno bruto entre 1970 e 2006, como ilustrado na figura 1.1. Isto representa um investimento total investimento total de mais de 2.150 mil milhões de dólares em 2006.⁵⁶

Figure 1.1: U.S. total expenditure on health.

As novas tecnologias podem ajudar a reduzir esta fatura. A título de exemplo, a Jude Medical Inc. comercializou um pacemaker sem fios, ilustrado na figura 1.2. Ele permite o monitoramento e acompanhamento monitorização remota diária e acompanhamento do paciente via Internet, efectua electrograma (EGM) em tempo real e grava até 14 minutos de EGM quando quando se depara com uma ou mais condições programadas⁷.

Figura 1.2: Pacemaker Accent RF (Cortesia da St. Jude Medical Inc.).

Este foi o primeiro pacemaker sem fios implantado num cidadão americano⁸. tecnologia melhora ainda mais a qualidade de vida do doente, ao mesmo tempo que pode ajudar a reduzir os custos do tratamento. No futuro, estes pacemakers poderão ser colocados não em pessoas com batimentos cardíacos lentos, mas também na monitorização da tensão arterial elevada, monitorização da glucose ou insuficiência cardíaca.

Outro exemplo de dispositivos de última geração já disponíveis no mercado são as câmaras gastrointestinais. Uma empresa chamada Given Imaging Ltd. comercializou um destes dispositivos chamado PillCam. Este mecanismo Este mecanismo tem a forma de uma cápsula que o doente pode engolir e enquanto a cápsula se desloca ao longo do tubo digestivo, tira duas fotografias por segundo. As imagens são depois transmitidas para um colete que o que o doente veste. Este novo método de endoscopia reduz drasticamente o desconforto do desconforto do doente quando comparado com a endoscopia tradicional e já está disponível em mais de 90 hospitais no Reino Unido.

Apesar das funcionalidades distintas, os projectistas destes dois dispositivos tiveram de tiveram de ultrapassar um problema comum: requisitos de potência ultra-baixos. No primeiro No primeiro caso, o pacemaker tem de funcionar durante vários anos sem bateria para evitar cirurgias frequentes e dispendiosas. No segundo caso, Embora o tempo de funcionamento seja de apenas algumas horas, a pequena da cápsula limita a capacidade da bateria e, além disso, os sensores de imagem exigem uma grande quantidade de energia para trabalhar a um ritmo de duas imagens por segundo.

Como exemplo de aplicação de transmissores para implantes subcutâneos subcutâneos, é então apresentada, na subsecção seguinte, uma aplicação aplicação-alvo que pode tirar o máximo partido da solução proposta proposta nesta tese.

1.1.1 Sistema de integração e disparo

Um dos principais objectivos dos neurocientistas é compreender melhor os mecanismos de O objetivo principal dos neurocientistas é compreender melhor os mecanismos de processamento do cérebro e as suas complexas representações distribuídas. Ao rastrear vários sinais neuronais em determinadas regiões do cérebro responsáveis pelo planeamento ou controlo motor, é possível reunir informação suficiente informação suficiente para prever em tempo real as trajectórias da mão durante Os autores em ⁹¹⁰ propõem uma análise de trajectórias da mão em tempo real durante tarefas de alcance em primatas com comportamento acordado. ¹¹ propõem um sistema de registo neural com 100 eléctrodos, utilizando um sistema de (FSK) de banda estreita. O transmissor é O transmissor é responsável por cerca de 50% do consumo global de energia de 13,5mW com conversores analógico-digitais convencionais. A relativamente grande A relativamente grande quantidade de energia necessária impede a utilização offline do implante uma vez que tem de ser alimentado por uma ligação indutiva externa. A abordagem diferente é apresentada em ¹² com a inclusão de uma bateria recarregável, que pode permitir a utilização offline do implante biomédico. Neste caso, a tensão medida a partir da atividade dos neurónios neurónios é convertida em corrente e depois integrada. A informação sobre a amplitude A informação da amplitude é depois codificada num comboio de impulsos digitais assíncronos, como ilustrado na figura 1.3.

Figura 1.3: Sinais Integrar e Disparar (Cortesia do Laboratório de Neuroengenharia Computacional, UFL).

Esta técnica é designada por Neurónio Integrar e Disparar (IFN). Impulso-rádio de banda ultra larga (IR-UWB) pode ser aplicado diretamente ao sistema IFN, resultando numa grande redução da dissipação de energia, uma vez que o transmissor pode ser desativado entre os picos dos neurónios. Uma das principais caraterísticas do IFN é que ele se baseia numa conversão de sinais de envelope em impulsos com deslocação de fase binária. Estes podem efetivamente Estes podem, de facto, conduzir um transmissor IR-UWB de forma direta, sem qualquer circuitos adicionais, optimizando assim a eficiência energética, que é o principal objetivo do hardware em qualquer implante subcutâneo.

1.2 Objectivos e solução proposta

A telemetria biomédica permite a comunicação sem fios do interior do corpo para o corpo para o mundo exterior e vice-versa. Os sistemas actuais foram concebidos para comunicar com dispositivos médicos implantáveis, como pacemakers cardíacos, registo e estimulação neural, implantes cocleares e retinais, etc. Para reduzir a necessidade de troca de baterias e o desconforto do paciente, os implantes precisam de funcionar com um consumo de energia muito baixo.

O principal objetivo deste trabalho é conceber um novo transmissor de banda ultra larga para sistemas de sensores biomédicos subcutâneos. O circuito é O circuito é proposto para ser projetado numa tecnologia CMOS, ter baixo consumo consumo de energia, pequena área de ocupação e a máxima taxa de bits possível.

A solução proposta consiste num sistema composto por um oscilador em anel e um amplificador de saída, ambos activados por um gerador de falhas. A Um filtro passa-banda é também utilizado para moldar os impulsos e compatibilizar o espetro de frequência e a compatibilidade do espetro de frequências com as regulamentações sem fios. O gerador de falhas permite permite ajustar o comprimento do impulso e, consequentemente, a largura de banda do largura de banda do espetro de saída. O oscilador em anel permite o ajuste da frequência central do impulso de saída e o amplificador de saída é capaz de ajustar a amplitude dos impulsos.

O circuito foi implementado num processo CMOS de 90 nm com uma área total de 675x675μm². Simulações de canto também foram conduzidas para garantir a funcionalidade pós-fabricação.

1.3 Organização de documentos

No capítulo seguinte são apresentados alguns conceitos de base. Secção 2.1 apresenta algumas normas de regulação do espetro para utilização médica. A secção 2.2 apresenta algumas arquitecturas de transmissores arquitecturas de emissores de banda estreita normalmente utilizadas em implantes biomédicos. Em seguida, na secção 2.3 é finalmente apresentado o conceito de banda ultra larga apresentado. Na secção 2.4, é apresentada uma comparação entre transmissores de banda ultra larga e de banda estreita. secção 2.4 encerra este capítulo.

O estado da arte é apresentado no capítulo 3. Várias implementações existentes são analisadas na secção 3.1 a 3.7 e uma comparação entre eles é apresentada na secção 3.8.

O capítulo 4 apresenta a arquitetura proposta arquitetura proposta com mais pormenor, começando pela visão geral ao nível do sistema (secção 4.1) e os blocos de construção em secção 4.2. A implementação física é descrita na secção 4.3 e os resultados obtidos resultados obtidos na secção 4.4.

As conclusões sobre o trabalho desenvolvido e os resultados obtidos são discutidos no capítulo 5. Secção 5.1 enumera os resultados alcançados e secção 5.2 apresenta algumas sugestões para melhorias futuras e o trabalho futuro.

2. Antecedentes

2.1 Regulamentação do espetro para uso médico

Existem dois padrões principais para uso médico: o primeiro é chamado de serviço de comunicações de implantes médicos (MICS) e pode ser usado em dispositivos implantados para transmitir informações para o mundo exterior. Em 1999, FCC atribuiu uma banda de frequências para os MICS entre 402 e 405-MHz¹³. Esta banda de frequência tem boas caraterísticas de transmissão no corpo humano. É uma banda não licenciada, embora só possa ser operada por um profissional médico. A regulamentação limita a potência isotrópica equivalente irradiada por um profissional médico. A regulamentação limita a potência isotrópica radiada equivalente (EIRP) a -16-dBm e a largura de banda do canal a 300 kHz.

A segunda norma é o serviço de telemetria médica sem fios (WMTS), que pode ser utilizado para permitir comunicações sem fios entre um um dispositivo médico usado externamente e outros equipamentos. Por exemplo, um Por exemplo, um dispositivo portátil pode medir o ritmo cardíaco de um doente e transmitir os dados a uma estação de base próxima. A FCC estabeleceu esta norma em 2000, que define três bandas de frequência para utilização de WMTS: 608-614-MHz, 1395-1400-MHz e 1427-1432-MHz.¹⁴ À semelhança dos MICS, apenas os profissionais médicos estão autorizados a operar com equipamentos nestas bandas de frequência. nestas bandas de frequências. O regulamento estipula que a intensidade máxima de campo permitida para WMTS na banda de 608 a 614-MHz é de 200-mV/m, medida a 3-m. Para operação nas bandas 1395-1400-MHz e 1427-1432-MHz, a intensidade máxima de campo máxima é de 740-mV/m, medida a 3-m. Isto traduz-se em +11-dBm e +22-dBm de potência de transmissão, respetivamente.

2.2 Transmissores de banda estreita

Muitos dispositivos modernos, como telemóveis, receptores do sistema de posicionamento global (GPS) e redes sem fios usam transmissores e receptores de banda estreita. e receptores de banda estreita. Esta secção centra-se exclusivamente nos transmissores de banda estreita para aplicações biomédicas.

As normas de banda estreita, como a 802.11, utilizam a modulação digital para para obter uma elevada eficiência espetral. Por exemplo, um transmissor de conversão direta I/Q de conversão direta adequado para 802.11 é apresentado na figura 2.1. Deve ser utilizado um amplificador de potência linear, que Devido à sua baixa eficiência intrínseca, este tipo de transmissores Devido à baixa eficiência intrínseca, este tipo de transmissores não é adequado para biomédicos.

Figure 2.1: Diret I/Q conversion.

Modulações de envelope constante, como o FSK (frequency shift keying) e variantes como o minimum shift keying (MSK) podem levar os amplificadores de potência de potência perto da compressão, resultando numa maior eficiência de potência adicionada (PAE) e menor consumo de energia.

Com a modulação de fase de envelope constante, uma técnica para implementar o transmissor é incorporar o controlo da modulação num loop de fase bloqueada (PLL). (PLL). Um loop TX de modulação de um ponto é mostrado abaixo na figura 2.2. Este esquema elimina os dois conversores ascendentes da figura 2.1. O PLL fornece filtragem inerente para o sinal modulado. sinal modulado.

Figura 2.2: Loop de modulação usando controlo divisor.

Para a arquitetura apresentada na figura 2.3, uma vez que a função de transferência função de transferência do divisor para a saída do PLL é passa-baixa, a A largura de banda de modulação é essencialmente a mesma que a largura de banda do loop. Se se o requisito de largura de banda do canal for maior do que a largura de banda do loop, então o projetista deve aumentar a última ou considerar o modulação por oscilador controlado por tensão (VCO).

Outra forma de realizar um transmissor de baixa potência é usar a modulação OOK (on-off keying). Com a modulação OOK, o transmissor é ligado apenas quando um “1” lógico é recebido. OOK, o transmissor é ligado apenas quando um “1” lógico é enviado; caso contrário, o transmissor é desligado. UM TRANSMISSOR CMOS OOK é mostrado na figura 2.3.

Figura 2.3: Transmissor OOK de banda estreita

A tabela 2.1 apresenta alguns resultados de transmissores resultados do transmissor de banda estreita. O texto a negrito representa transmissores para implantes biomédicos, enquanto o texto normal representa transmissores para redes de sensores corporais. A taxa de bits máxima comunicada é de 17,5 Mbps ¹⁵ mas exceto ¹⁶ e ¹⁷, todos os outros transmissores têm taxas de bits de dezenas ou centenas de kbps. A maioria dos circuitos gasta vários nJ por bit transmitido. bit transmitido.

Tabela 2.1: Comparação de transmissores CMOS de banda estreita.

2.3 Transmissores de banda ultralarga

Em 2002, a FCC aprovou a utilização da banda de frequências entre 3,1 e 10,6-GHz para sistemas de comunicações sem fios UWB em espaços interiores, como ilustrado na figura 2.4.²³

Figure 2.4: FCC approved UWB spectrum.

Para garantir a compatibilidade com os sistemas sem fios existentes, a potência máxima potência radiada máxima está limitada a -41-dBm/MHz entre 0 - 960-MHz e 3,1 - 10,6-GHz. A UWB permite uma implementação de baixa complexidade porque a FCC não restringe a forma do sinal transmitido no domínio do tempo. A FCC definiu UWB como qualquer esquema sem fios que ocupa uma largura de banda fraccionada W/f_c de pelo menos 20%, em que W é a largura de banda de transmissão e f_c é o centro da banda, ou mais de 500-MHz de largura de banda absoluta.²³²⁴

Existem duas variantes principais da UWB: a baseada em multibanda (MB-UWB) e a baseada em impulso. A taxa de dados máxima registada para a MB-UWB é de 1 Gbps. de bits muito elevada exige hardware complexo, que não é adequado para implantes implantes biomédicos.²⁵ Por esta razão, concentrar-nos-emos na IR-UWB nas sub-secções seguintes.

2.3.1 O impulso do monociclo gaussiano

Como se viu na secção 2.1, o sinal UWB deve ter pelo menos 500-MHz de largura de banda entre 0 e 960-MHz ou 3,1 e 10,6-GHz. O modelo de impulso UWB mais comummente utilizado na literatura é o Há, no entanto, outros métodos como os polinómios de Hermite modificados. polinómios de Hermite modificados²⁶.

O impulso gaussiano é definido na equação 2.1. A constante A é uma constante de normalização da amplitude e σ está relacionada com a largura do impulso.

$$ x(t)=\left. \frac{A}{\sqrt{2\pi}\sigma}\right. e^{ - \left. \frac{t^2}{2\sigma^2} \right.} \tag{2.1} $$

Como demonstrado em ²⁷, o impulso gaussiano de primeira ordem não cumpre a máscara FCC. No entanto, a densidade espetral de potência (PSD) para a derivada de n^ésima derivada de ordem pode ser determinada pela equação 2.2.

$$ \left. \left|P_{n}(f)\right| = \frac{\left. (2\pi f \sigma)^{2n} e^{-(2\pi f \sigma)^2} \right.}{n^n e^{-n}} \right. \tag{2.2} $$

A Figura 2.5 mostra a PSD de algumas derivadas do impulso impulso gaussiano. É fácil concluir que pelo menos a quinta derivada tem de ser tomada para cumprir a máscara da FCC quando o pico coincide com o pico da PSD regulado pela FCC.

Figura 2.5: PSD das derivadas de ordem superior do impulso gaussiano.

De acordo com ²⁷, para a quinta derivada, a largura do impulso é dada pela equação 2.3.

$$ T_{p} \approx 8.5\sigma \tag{2.3} $$

Substituindo a equação 2.3 na equação 2.2 para n=5, encontramos a melhor largura de impulso que satisfaz a a máscara FCC. A Figura 2.6 mostra a PSD normalizada normalizada para a derivada do quinto impulso gaussiano com diferentes larguras de impulso. Como esperado, quanto maior a largura do impulso, menor é sua largura de banda.

Figura 2.6: PSD da derivada de quinta ordem do impulso gaussiano para UWB.

É possível observar na figura 2.6 que a largura ideal do impulso largura ideal do impulso é de aproximadamente 400 pS. A representação no domínio do tempo do impulso gaussiano de quinta ordem é dada pela equação 2.4 e está representada na figura 2.7. A constante A é utilizada para normalizar a a forma do impulso.

$$ y(t) = A\left(- \frac{t^5}{\sqrt{2\pi}\sigma^{11}}+\frac{10t^3} {\sqrt{2\pi}\sigma^{9}}-\frac{15t}{\sqrt{2\pi}\sigma^{7}} \right) \left. e^{-\frac{t^2}{2\sigma^2}} \right. \tag{2.4} $$

Figura 2.7: Quinta derivada da forma de impulso gaussiano.

No entanto, os autores em ²⁸ concluíram que, se os efeitos de modelação de impulsos da antena os efeitos de modelação de impulsos da antena forem tidos em conta, as regras da FCC podem ser cumpridas com apenas a terceira derivada.

2.3.2 Espectro de propagação de sequência direta

O espetro de propagação de sequência direta (DSSS) é uma técnica de codificação de canal onde um fluxo de bits de informação de baixa velocidade é misturado com uma sequência contínua de de alta velocidade com uma sequência contínua de código de pseudo-ruído (PN). O sinal resultante na saída O sinal resultante na saída do modulador tem uma pegada espetral muito mais elevada do que a do que a informação original. Um sistema DSSS típico é mostrado na figura 2.8.

Figura 2.8: Um sistema DSSS típico de banda ultra-larga.

Se for utilizada mais do que uma sequência de código PN, é possível ter canais diferentes para acesso multiutilizador. As arquitecturas de um e de vários utilizadores são discutidas em.²⁹

A principal diferença entre um sistema DSSS de banda estreita e um sistema DSSS de banda ultra larga é que, no primeiro caso, o sinal (dados de entrada misturados com o código código PN) é modulado utilizando uma portadora sinusoidal e, no segundo caso, utilizando um sinal de banda ultra-larga (ou seja, um impulso gaussiano).

Em termos de desempenho sinal-ruído (SNR), a técnica de espalhamento de frequência A técnica de espalhamento de frequência não tem melhor desempenho do que um sistema modulado BPSK simples: a A probabilidade de erro depende apenas da energia de bit recebida de energia de bits recebida para a densidade espetral do ruído branco gaussiano aditivo (AWGN) (E_b/N₀) na banda de transmissão³⁰. No entanto, o DSSS oferece uma proteção limitada contra sinais espúrios acidentais na banda acidentais na banda, uma vez que o de-spreader no recetor remove-os facilmente. os. Os princípios do de-spreading são muito simples: misturar a sequência de espalhamento A sequência de espalhamento uma segunda vez com uma réplica do código de espalhamento o fluxo de informação original. O efeito do de-spreader num interferente de banda estreita é exatamente o oposto: a sua energia é espalhada A energia é espalhada por uma grande largura de banda e pode ser removida por um simples filtro passa-baixo na saída do na saída do de-spreader. Na prática, as coisas tornam-se um pouco mais complicado: o desvio da sequência de espalhamento gerada localmente no O offset da sequência de espalhamento gerado localmente no recetor deve ser alinhado corretamente com a sequência de espalhamento no codificado. Se isso não for feito, o resultado será um sinal de ruído de alta frequência de alta frequência, sem um único traço da informação original. Curiosamente, esta propriedade é, ao mesmo tempo, a maior desvantagem, mas também o maior ponto forte dos sistemas baseados em DSSS.

2.3.3 Multiplexagem por divisão ortogonal de frequências multibanda

A multiplexagem por divisão ortogonal de frequências multibanda (MB-OFDM) distribui os dados por um grande número de portadoras que são espaçadas espaçadas em frequências precisas. Este espaçamento proporciona a ortogonalidade nesta Esta técnica impede que os demoduladores vejam outras frequências que não as suas próprias. As vantagens do OFDM são a elevada eficiência espetral, resiliência à interferência de RF e menor distorção multipercurso.

Figura 2.9: O plano de frequências OFDM multibanda.

Como mostra a figura 2.9, há 14 bandas de 528 MHz de largura. Estas bandas estão distribuídas por 5 canais diferentes. Os autores em ³¹ concluíram que a coexistência de sistemas sem fios 802.11n - que operam entre 5,15 e 5,7-GHz - provoca uma degradação grave no desempenho da deteção de deteção. De facto, a maioria dos trabalhos em OFDM UWB utiliza apenas o primeiro canal canal para evitar interferências com os sistemas 802.11a/n e porque os e porque os circuitos integrados de baixo custo dificilmente conseguem atingir frequências superiores a 6,5 GHz.

Uma implementação representativa pode ser encontrada em.³² Neste artigo, os autores apresentam um transcetor de RF integrado e uma camada física digital digital (PHY) num único chip CMOS que inclui todos os circuitos activos necessário para operação no canal #1 (3,1 a 4,8-GHz) e suporta e suporta os modos de frequência fixa e de salto de frequência em bandas de 528 MHz.

2.3.4 Rádio de impulso

A rádio por impulso em banda ultralarga (IR-UWB) baseia-se na transmissão de impulsos estreitos (tipicamente de centenas de pico-segundos), espalhando assim espalhando assim a energia do sinal de rádio pela largura de banda máxima possível entre os limites da máscara da FCC. Devido à sua largura de banda significativa, um sistema de sistema baseado em rádio de impulso pode acomodar muitos utilizadores, mesmo em ambientes multi-caminho.³³

As modulações mais utilizadas em IR-UWB são:

• Modulação de posição de pulso (PPM): Para um sistema de utilizador único com PPM, o bit “1’’’ é representado por um impulso sem qualquer atraso e o bit “0” é representado por um impulso com um atraso τ em relação à referência temporal.
• Modulação de amplitude de impulsos (PAM)**: Na PAM, o sinal de entrada modula a amplitude do impulso de saída.
• Modulação por deslocamento de fase binária (BPSK)**: Na modulação BPSK, a fase do impulso UWB é deslocada 180 graus de acordo com um fluxo de bits digital.
• OOK (On-off keying): na sinalização OOK, o bit de informação “1” é é representado pela presença de um impulso e nenhum impulso é enviado para o bit “0”.

Os quatro tipos de modulações acima descritos são ilustrados na figura 2.10.

Figura 2.10: Tipos de modulação IR-UWB.

2.4 Transmissores de banda ultralarga versus transmissores de banda estreita

Como demonstrado por Ramirez-Mireles em ³⁴ e ³⁵, o principal inconveniente da banda inconveniente do desvanecimento em banda estreita já não é importante para a UWB: é apenas 3-4-dB para a UWB, em contraste com 30-60-dB para a banda estreita. Outra Outra diferença concetual é a necessidade de considerar a distorção do impulso que é negligenciada no modelo de canal multipercurso de Turin. Cada Cada caminho terá a sua própria resposta ao impulso (IR) de transferência de frequência que é dependente da frequência.

Por outro lado, a principal desvantagem da UWB em relação aos sistemas de sistemas de banda estreita, é o facto de as antenas poderem ser modeladas como o como o filtro de modelação de impulsos do front-end. Nos sistemas UWB, as formas de onda impulsivas se A tabela 2.2 apresenta uma breve comparação entre transceptores de banda ultralarga e de banda estreita.

Tabela 2.2: Comparação do design de transceptores de banda estreita e UWB.

É possível concluir, observando a tabela 2.2 que os transmissores de banda ultra-larga são muito mais fáceis de implementar do que do que os de banda estreita.

3. Estado da arte

3.1 Gerador de impulsos baseado em atrasos

A Figura 3.1 apresenta o gerador de impulsos baseado em atrasos. A porta NAND tem nível lógico baixo quando ambas as entradas estão A porta NAND tem nível lógico baixo quando ambas as entradas são altas e a NOR é alta quando ambas as entradas são baixas. Isto só acontece na Isto só acontece na transição dos inversores de entrada devido ao tempo de propagação. No primeiro estágio M₁ é ativado, depois M₂, M₃ e finalmente M*₄. Para cada borda positiva do do sinal estroboscópico, é gerado apenas um impulso.

Figura 3.1: Gerador de impulsos com atraso.

Foi fabricado um protótipo com o processo CMOS AMI 0,5-μm. O impulso medido O impulso medido tem uma largura de 2,4-nS e uma amplitude de pico a pico de 148-mV, contra a largura de 1,6-nS e a amplitude de pico a pico de 816,5-mV obtida em simulação. O consumo médio de energia é de 1,16 mW quando é acionado por um sinal de entrada de 20 MHz.

Os autores justificam a diferença entre os resultados simulados e os medidos resultados simulados e medidos com o argumento de que a resistência parasita do condensador poli não foi levada em conta na simulação.

Para além do facto de os resultados simulados e medidos não coincidirem, pelo menos não coincidem, pelo menos razoavelmente, a solução proposta carece de um mecanismo de calibração para para reduzir as derivações de fabrico.

O consumo de energia de 1,16 mW com uma taxa de bits de 20 Mbps traduz-se num consumo de energia de 58 pJ por impulso. num consumo de energia de 58 pJ por impulso.

3.2 Gerador de impulsos baseado num anel-oscilador

A Figura 3.2 apresenta outro gerador de impulsos UWB. É baseado num circuito comum de oscilador de anel de terminação única que pode ser ligado/desligado pelo transístor M₄ que é que é acionado por um gerador de falhas. O anel-oscilador tem resistências de realimentação para aumentar a frequência resultante. Os transístores M₇ e M₈ são responsáveis pela amplificação de potência e de saída. O circuito também possui um filtro passa-altas, não mostrado na figura, para cumprir a máscara espetral da FCC.

Figura 3.2: Gerador de impulsos baseado num anel-oscilador.

O circuito foi fabricado utilizando um processo CMOS de 0,18 μm. O impulso tem 500-pS de largura e uma largura de banda de -10-dB de 4,5-GHz de 5,9 a 10,4 GHz. O consumo médio de energia é de 1,38 mW para um impulso frequência de repetição do impulso de 50-MHz e uma tensão de alimentação de 2,1-V. Isto corresponde a 27,6 pJ de consumo de energia por impulso.

Os resultados das medições demonstraram baixa dissipação de energia, alta amplitude de pico pico e baixo desempenho de jitter. No entanto, falta-lhe um circuito de calibração como o anterior. Por exemplo, poderia ser possível adicionar varactores no circuito do oscilador em anel para calibrar a frequência central de frequência de saída central.

3.3 Gerador de impulsos baseado num ressoador LC paralelo

Na figura 3.3 é apresentado um gerador de impulsos baseado num ressoador LC paralelo Quando o sinal de ativação é zero, o condensador C é carregado através de M₁. Quando o sinal de Quando o sinal de entrada muda para V_dd, o transístor M₂ fecha o circuito oscilador composto pela indutância L e pelo condensador C. O circuito oscilará até que a sua energia seja dissipada devido às resistências parasitas do circuito. A A frequência de oscilação é dada pela frequência de ressonância natural LC, que pode ser calculada através da equação 3.1.

$$ f = \frac{1}{2\pi\sqrt{LC}} \tag{3.1} $$

Figura 3.3: Gerador de impulsos baseado num ressonador LC paralelo.

A frequência central era de 3,8 GHz e a largura de banda de cerca de 1,5 GHz. Consome consome 7,30-mW com uma frequência de repetição de impulsos (PRF) de 200-MHz resultando num consumo de energia por impulso de 36,5 pJ. A principal O principal inconveniente desta solução é a largura de banda relativamente estreita e a baixa e a baixa frequência central, que pode facilmente desviar-se para menos de 3,1 GHz devido a desvios de fabrico. Isto pode levar à não conformidade com a máscara FCC.

3.4 Gerador de impulsos triangulares

Outra abordagem é apresentada na figura 3.4. Neste caso, os autores desenvolveram um gerador de impulsos triangulares compatível O gerador de impulsos pode ser ligado diretamente a uma antena integrada ou diretamente a uma antena integrada ou a um amplificador de potência quando é utilizada uma antena externa.

Figura 3.4: Gerador de impulsos triangulares.

Os sinais de relógio e de dados são fornecidos diretamente ao gerador de impulsos, que gera os impulsos modulados bifásicos com 500 ps de duração e frequência central de 8 GHz. Quatro células geradoras de impulsos são concatenadas para para formar uma cadeia. Cada célula geradora de impulsos gera um impulso monociclo de 125 ps que, quando combinados, formam o impulso de saída.

Quando os dados são “1”, os transístores superiores esquerdos da célula geradora de impulsos Quando os dados são “1”, os transístores superiores esquerdos da célula geradora de impulsos são ligados no limite descendente do relógio e a saída é puxada para V_dd. Quando o relógio passa pelo O primeiro inversor, o caminho diagonalmente oposto da célula geradora de impulsos O gerador de impulsos liga-se e, no limite superior do relógio, a saída é é puxada para a terra. Quando o relógio passa por todas as quatro células geradoras de impulsos gerador de impulsos, é gerado um impulso de 500 ps. Da mesma forma, é gerado um impulso de 180 graus de 180 graus é gerado quando os dados são “0”, mas na transição oposta do relógio. Uma vez que os impulsos “1” e “0” são gerados em Como os impulsos “1” e “0” são gerados em tempos de relógio diferentes, o relógio é invertido em cada transição de dados, mantendo a posição do impulso constante para os impulsos “1” e “0”. Isto dá Isto dá origem a um problema de partilha de carga.

O circuito integrado foi fabricado num processo CMOS de 0,18-μm. Os resultados medidos mostram que o transmissor consome 12 pJ/b para atingir uma taxa máxima de repetição de impulsos de 750 Mb/s. Este é o transmissor mais rápido transmissor encontrado na literatura.

3.5 Gerador de impulsos negativos g_m

A arquitetura apresentada na figura 3.5 mostra um gerador de impulsos negativos g_m negativo.³⁶ Um banco de condensadores comutados é utilizado para a seleção da banda de frequência. Dois comutadores, SW₁ e SW₂, controlam o tanque e a fonte de corrente do VCO, respetivamente. Quando SW₂ está ligado e SW₁ está desligado, são gerados impulsos na saída. Um inversor é usado para fazer para fazer trens de pulsos quadrados nos nós A e B com 180 graus de diferença de fase para acionar SW₂ e SW₁, respetivamente. Quando Quando um interrutor está ligado, o outro está desligado e vice-versa. O impulso O pulso triangular desenvolvido é suposto fornecer mais de 20 dB de rejeição de lóbulos laterais, o que é importante para a supressão de adjacente em sistemas multibanda. A ideia-chave para obter a forma de pulso triangular é desligar a oscilação antes do seu antes do seu estado estacionário. O pulso de alto desempenho com máxima rejeição de lóbulos laterais A rejeição máxima de lóbulos laterais é obtida quando o tempo de subida é igual ao tempo de descida.

Figura 3.5: Gerador de impulsos gm negativos.

Este transmissor IR-UWB foi implementado num processo CMOS de 0,18-μm. É capaz de transmitir informações usando modulação OOK e opera em três bandas diferentes de 528-MHz entre 3 e 5-GHz. O PSD de impulsos medido satisfaz plenamente O pulso PSD medido satisfaz plenamente a máscara da FCC com mais de 20 dB de supressão de lóbulos laterais. O O emissor total dissipa apenas corrente dinâmica em modo burst com 18 pJ de consumo de energia por impulso.

Este circuito apresenta uma arquitetura simples. No entanto, a comutação do VCO demora muito tempo e, por isso, este transmissor não é adequado para operação com alta taxa de bits.

3.6 Gerador de impulsos de oscilador de anel verdadeiramente diferencial

A figura 3.6 apresenta um gerador de impulsos de oscilador em anel O gerador de impulsos triangular e o gerador de impulsos em anel O gerador de impulsos triangulares e o oscilador em anel são activados simultaneamente. O sinal triangular é multiplicado pela portadora criada pelo oscilador O sinal triangular é multiplicado pela portadora criada pelo oscilador, resultando num impulso triangular convertido para cima na saída. A forma de onda triangular tem uma duração que pode ser adaptada de acordo com a largura de banda desejada. com a largura de banda desejada. Um circuito de gating ativa o oscilador quando um pulso deve ser transmitido, evitando o consumo inútil de energia entre os pulsos. consumo inútil de energia entre os impulsos. A escolha de um oscilador em anel foi A escolha de um oscilador em anel foi tomada porque o seu tempo de arranque é muito baixo, enquanto o problema do ruído de fase elevado de fase não é, obviamente, uma questão importante na geração de sinais de banda larga.

Figura 3.6: Diagrama de blocos de um gerador de impulsos baseado num oscilador anelar diferencial verdadeiro.

O circuito de ativação do anel-oscilador utiliza o mesmo princípio que para o o PPM. Ao fazer com que a sua corrente de carga seja o dobro da necessária no gerador de impulsos triangulares gerador de impulsos triangulares, o anel-oscilador funciona durante durante toda a duração do impulso. O gerador de portadora é um oscilador em anel diferencial de três fases oscilador em anel diferencial de três fases, como mostra a figura 3.7. Os osciladores em anel têm normalmente tempos de arranque muito baixos tempos de arranque muito baixos devido aos seus baixos factores de qualidade. Transístores M₆ e M₇ são usados para forçar as condições iniciais iniciais. Ao forçar as condições iniciais em cada estágio do oscilador do oscilador em anel, o tempo de arranque é ainda mais reduzido. Desta forma, o oscilador O oscilador atinge o seu estado estacionário em menos de dois ciclos.

Figura 3.7: Oscilador anelar diferencial verdadeiro.

Este gerador de impulsos foi implementado numa tecnologia CMOS de 0,18μm de 0,18μm. A maioria dos blocos de construção do transmissor são desligados entre os impulsos. O consumo de energia é de 50 pJ por impulso a 40-MHz frequência de repetição de impulsos.

3.7 Gerador de impulsos quadrados de tensão de dois quadrantes

Um gerador de impulso quadrado de tensão de dois quadrantes é apresentado na figura 3.8. O circuito quadrado é composto pelo transístor M₁ e a resistência R. Quando M₁ é polarizado na Quando M₁ é polarizado na região de saturação, a tensão de dreno de M₁ pode ser escrita como

$$ V_{sqrt} = V_{in} - R \frac{K}{2}(V_{in}-V_{th)})^2 \tag{3.2} $$

Se escolher

$$ R = \frac{2}{KV_{th}} \tag{3.3} $$

então 3.2 torna-se

$$ V_{sqr} = -\frac{1}{V_{th}} \left ( V_{in} - \frac{3V_{th}}{2} \right ) ^2 + \frac{5V_{th}}{4} \tag{3.4} $$

em que V_th < V_in < 2V_th deve ser satisfeita para manter M1 na região de saturação. Assim, um O circuito quadrado de tensão de dois quadrantes é implementado como indicado por ³⁷.

Figura 3.8: Gerador de impulso quadrado de tensão em dois quadrantes.

Foi fabricado um protótipo do circuito integrado num processo CMOS de 0,18-μm CMOS, com uma antena de cerâmica de cozedura a baixa temperatura (LTCC). O protótipo de rádio de impulso medido atingiu uma taxa de dados de 165 Mb/s num canal sem fios com um comprimento de 20 cm e uma potência do transmissor consumo de energia do transmissor de 21-mW.

3.8 Comparação

A tabela 3.1 mostra as especificações dos transmissores UWB de última geração. Para comparação com os transmissores de banda estreita banda estreita, a potência média consumida foi calculada com uma taxa de bits de 2 Mbps. As figuras de mérito dos transmissores UWB aqui consideradas são a amplitude do pulso, a largura do pulso, a taxa de bits máxima e, claro, o consumo de energia por bit. e, claro, o consumo de energia por bit.

Tabela 3.1: Comparação de transmissores CMOS de banda ultra-larga.

É possível observar que ³⁶ requer menos energia por bit transmitido do que todas as outras implementações, mas ao mesmo tempo mas ao mesmo tempo a sua amplitude de impulsos é a mais pequena. Os autores em ⁴⁰ relataram a taxa de bits máxima de 750 Mbps.

Resultados nas tabelas 2.1 e 3.1 são resumidos na figura 3.9. Esta figura justifica Esta figura justifica inteiramente a utilização de transmissores UWB para implantes biomédicos. É É claro que, para o mesmo consumo médio de energia, um transmissor UWB é um transmissor UWB é capaz de transmitir uma quantidade muito maior de dados.

Figura 3.9: Transmissores de banda estreita versus transmissores IR-UWB.

A taxa de dados máxima comunicada para IR-UWB é de 750 Mbps contra 24-Mbps para o Bluetooth 3.0, por exemplo. No entanto, apesar da maior capacidade de taxa de dados de dados, os transmissores IR-UWB requerem um menor consumo de energia, são mais simples e mais baratos do que os transmissores de banda estreita. Este facto torna a IR-UWB a melhor escolha para transmissores de implantes biomédicos.

4. Arquitetura proposta

4.1 Visão geral ao nível do sistema

A figura 4.1 ilustra a arquitetura proposta arquitetura proposta. O núcleo do circuito é o oscilador em anel diferencial diferencial composto pelos inversores INV₁ e INV₂. INV₂. Este define a frequência central do sinal de saída. do sinal de saída. Por conseguinte, espera-se que seja capaz de funcionar a frequências de, pelo menos, 6 GHz, uma vez que o objetivo é ocupar o máximo espetro possível, definido entre 3,1 e 10,6-GHz. Desta forma a probabilidade de deteção é maximizada.

Figura 4.1: Esquema ao nível do sistema.

O amplificador de saída isola o oscilador em anel da carga de saída. Ele também é responsável pela amplitude do sinal de saída e respectiva potência, e define a fase do sinal de saída em função dos dados de entrada. É seguido por um filtro passa-banda responsável pela modelação do impulso de saída. pulso.

Como se concluiu na subsecção 2.3.1 o comprimento do impulso tem apenas algumas centenas de pico-segundos. Por esta Por esta razão, tanto o oscilador como o amplificador de potência devem ser activados por um gerador de falhas. Uma falha é um impulso com uma duração muito curta, normalmente indesejável em circuitos electrónicos.

Este transmissor foi concebido para a modulação BPSK. No entanto, ele é capaz de operar com OOK, PPM e até PAM. Para as três últimas modulações, a entrada de dados deve ser fixada num nível lógico. Então, para OOK e PPM, os dados de saída são modulados usando o sinal de relógio. Para o PAM, os dados de saída são modulados alterando o ganho do amplificador de e aplicando uma transição de relógio positiva em cada bit. Esta é outra vantagem desta arquitetura quando comparada com as analisadas analisadas no capítulo anterior.

A próxima secção descreve os blocos acima em maior detalhe.

4.2 Blocos de construção

4.2.1 Gerador de falhas ajustável

O gerador de glitch ajustável foi originalmente introduzido em ⁴³ e melhorado em ⁴⁴. O circuito proposto, apresentado na figura 4.2, é uma adaptação de ⁴⁴ onde foi adicionado um sinal de bypass BP. Este sinal permite Este sinal permite o controlo externo e a calibração do emissor.

Figura 4.2: Esquema do gerador de glitch ajustável.

Os tempos de subida e descida do segundo NAND são fixos, uma vez que a carga é fixa. No entanto, é possível ajustar os tempos de subida e descida do NAND₁ com o ajuste dos condensadores condensadores C₁ a C₄. C₁ a C₃ juntamente com os transístores N₁ a N₃ formam uma matriz de capacitância binária ponderada, que pode ser controlada digitalmente pelas entradas A₀ a A₂. C₄ é um varactor (capacitância ajustável) e fornece um e fornece um ajuste fino para a largura de falha desejada.

A Figura 4.3 ilustra a largura do pulso de glitch em função de A e V_tun. É possível é possível obter qualquer largura de tempo entre 218 e 394 pS. Note-se que existe alguma sobreposição entre duas curvas consecutivas, de modo a assegurar uma contínua.

Figura 4.3: Comprimento do glitch em função de *A* e *V*_*tun* (*CL* = 2-pF).

Este bloco é responsável pelo consumo de cerca de metade da do consumo total de energia, uma vez que tem de acionar todos os outros blocos. A capacitância de carga foi obtida através de medição e é aproximadamente igual a 2-pF. Figura 4.4 mostra o consumo de energia consumo de energia por bit. Como esperado, quanto maior a largura do pulso, maior maior é o consumo de energia.

Figura 4.4: O gerador de falhas consumiu energia por impulso em função de A e V_tun (CL = 2-pF).

Finalmente, a figura 4.5 mostra três glitches de saída com diferentes calibrações. Os impulsos de saída são muito nítidos, as transições são muito rápidas e a amplitude dos impulsos é quase quase de trilho a trilho.

Figura 4.5: Forma de onda de saída de glitch (*CL* = 2-pF).

4.2.2 Anel-oscilador diferencial de alta frequência

A tabela 4.1 apresenta uma pequena pequena comparação entre três tipos diferentes de arquitecturas de osciladores em anel.

A maioria das arquitecturas baseadas em impulsos encontradas na literatura são são de terminação simples. No entanto, as arquitecturas de terminação simples são mais susceptíveis à interferência do acoplamento de amplitude da fonte/substrato. Para evitar este Para evitar este tipo de interferências e reduzir o ruído de jitter, propõe-se uma configuração totalmente diferencial desde a geração do impulso até à antena.

Tabela 4.1: Comparação de arquitecturas de osciladores em anel.

Os osciladores em anel verdadeiramente diferenciais são mais exigentes em termos de potência do que as do que as outras arquitecturas, mas são menos sensíveis a interferências. Figura 4.6 apresenta duas abordagens diferentes de inversores verdadeiramente diferenciais. Note-se que os transístores NMOS M₆ têm uma grande relação W/L e, portanto, funcionam como interruptores. Por outro lado, os transístores PMOS M₁ funcionam como uma fonte de corrente e são usados para ajustar a frequência de saída do oscilador oscilador em anel.

Figura 4.6: Inversores diferenciais de alta frequência testados.

Na figura 4.6a, os transístores M₂ e M₃ actuam como dois inversores com acoplamento cruzado pois quando um ramo é colocado no nível lógico “0”, o outro é forçado a nível “1”. Na figura 4.6b foram adicionados dois transístores PMOS foram adicionados para aumentar a velocidade do inversor.

Os inversores da figura 4.6 foram testados num num banco de ensaio de oscilador em anel de dois estágios, como mostrado na figura 4.7.

Figura 4.7: Banco de ensaio de inversor diferencial e oscilador em anel.

Como mostrado na figura 4.8, o O inversor baseado em McNeill09 ⁴⁵ tem uma frequência de oscilação mais baixa mas, por mas, por outro lado, permite uma maior gama de regulação através de V_osc. Os transístores M₂₁ e M₃₁ do inversor baseado em Park01 ⁴⁶ aumentam a realimentação em anel e a frequência. e a frequência. De facto, com relações W/L maiores neste transístores é possível obter mais de 13-GHz de frequência de oscilação frequência de oscilação, mas a gama de ajuste de frequência diminui drasticamente. Na figura 4.8b quando V_osc passa de 500-mV, a oscilação pára. Em Além disso, o oscilador em anel Park01 consome mais energia do que o McNeil09.

Figura 4.8: Frequência de saída do oscilador em função de *V*_*osc*.

Após a comparação das vantagens e desvantagens das duas arquitecturas, foi escolhida a baseada em McNeill09.

A figura 4.9 ilustra o esquema completo do oscilador completo do oscilador em anel, incluindo o circuito de reset composto pelos transístores M₁ e M₁₂. Estes transístores são Estes transístores são responsáveis por assegurar um estado conhecido quando o sinal de ativação não está ativo (ou seja, En = 0).

Figura 4.9: Oscilador diferencial de alta frequência.

4.2.3 Amplificador de saída e filtro de formação de impulsos

O amplificador de saída desenvolvido é apresentado na figura 4.10. Ele tem dois ramos diferentes (M₃-M₄ and M₅-M₆) que são activados de acordo com os dados de entrada. Quando os dados de entrada dados de entrada é “0” e a ativação é “1”, o par M₅-M₆ é ativado. Caso contrário, quando o dado de entrada for “1”, o impulso é gerado por M₃-M₄ com 180 graus de diferença de fase.

Figura 4.10: Amplificador de saída.

Os transístores M₇ e M₈ actuam como interruptores on-off controlados pelas entradas enable e data. Na primeira implementação foi utilizada uma série de dois transístores em cada ramo em vez de M₇ e M₈. Um para a entrada de dados e o outro para o sinal de ativação. No entanto, devido ao baixo desempenho desta para sinais de alta frequência, os dois transístores em série foram substituídos pelos transístores M₇, M₈ e a lógica de controlo que os ativa. lógica de controlo que os ativa.

Os dois transístores, M₁ e M₂, limitam a corrente máxima em cada ramo e consequentemente a corrente máxima em cada ramo e, consequentemente, a amplitude de saída.

O amplificador de saída gera um impulso com uma frequência central definida pelo anel-oscilador. Para garantir que o impulso de saída cumpre a máscara FCC apresentada na secção 2.3, deve ser adicionado um filtro entre o amplificador de saída e a carga/antena. A antena A própria antena actuará como um filtro de modelação de impulsos. No entanto, este filtro interno filtro interno, garante que a máscara FCC será respeitada para diferentes modelos de antena.

A figura 4.11 mostra um filtro convencional de secção T em que a impedância em série Z₁ é um circuito ressonante em série (L₁ e C₁) enquanto a impedância shunt Z₂ é um circuito sintonizado em paralelo (L₂ e C₂). Componentes L₁, C₁, L₂ e C₂ são escolhidos de modo a que a frequência de ressonância dos braços em série frequência de ressonância dos braços em série seja igual à frequência de ressonância do braço de derivação, como demonstrado em ⁴⁷.

Figura 4.11: Filtro de saída.

Assim, após alguma manipulação matemática, os valores dos componentes são são os seguintes:

$$ L_1 = \frac{Z_0}{\pi(f_2-f1)} \tag{4.2} $$

$$L_2 = \frac{Z_0(f_2-f_1)}{4 \pi f_1 f_2} \tag{4.3} $$

$$ C_1 = \frac{f_2-f_1}{4 \pi f_1 f_2 Z_0} \tag{4.4} $$

$$ C_2 = \frac{1}{\pi (f_2-f1) Z_0} \tag{4.5} $$

As frequências de corte (f₁ e f₂) são escolhidas para estarem contidas no limite da máscara da FCC (3,1 a 10,6-MHz) com uma margem de segurança de 500 MHz de cada lado. Como este é um circuito diferencial circuito, a impedância de saída (Z₀) é igual a 100-Ω. Assim, os componentes estão finalmente dimensionados:

$$ L_1 = \frac{100}{\pi(10.1-3.6) \times 10^{9}} = 4.90\text{-}nH \tag{4.6} $$

$$ L_2 = \frac{100 \times (10.1-3.6) \times 10^{9}}{4 \pi \times 10.1 \times 3.6 \times 10^{18}} = 1.42\text{-}nH \tag{4.7} $$

$$ C_1 = \frac{(10.2-3.6) \times 10^{9} }{4 \pi \times 3.6 \times 10.1 \times 10^{18} \times 100} = 142.26\text{-}fF \tag{4.8} $$

$$ C_2 = \frac{1}{\pi (10.2-3.6) \times 10^{9} \times 100} = 489,70\text{-}fF \tag{4,9} $$

O filtro de secção T da figura [4.11a] (#fig_t_section_filter) foi convertido na versão equilibrada apresentada em 4.11b. Quando são utilizados componentes ideais, ambas as versões têm exatamente a mesma resposta em frequência, ilustrada na figura 4.12.

Figura 4.12: Resposta da função de transferência do filtro de saída.

A curva vermelha representa a resposta da função de transferência do filtro passa-banda quando são utilizados os modelos tecnológicos - fornecidos pela fundição. Os componentes reais têm um fator de qualidade variável em função da frequência e têm uma largura de banda limitada. Estes factores explicam a pequena Estes factores explicam a pequena diferença nas frequências de corte, especialmente na de 10,1 GHz. A atenuação na resposta do filtro é causada pelas resistências parasitas resistências parasitas associadas aos indutores e capacitores. Os factores de qualidade Os factores de qualidade sem carga dos indutores utilizados situam-se na gama dos 18 a 20, não afectando assim significativamente a resposta em frequência do filtro do filtro projetado.

A figura 4.13a mostra a forma de onda de saída e 4.13b a respectiva estimativa da densidade espetral de potência de potência. O primeiro impulso representa um “1” e o segundo um “0” e portanto, estão 180 graus fora de fase.

Figura 4.13: Forma de onda de saída e sua PSD em função de *A*_*ctrl*.

Foram aplicadas três tensões diferentes a A_ctrl para para demonstrar a afinação da amplitude do amplificador de saída. A estimativa da PSD foi obtida utilizando a função PSD da Cadence Spectre com um trem de impulsos de 10 impulsos, uma frequência de repetição de impulsos de 1 GHz e 180 graus de diferença de fase entre dois impulsos consecutivos.

Como observado, a largura de banda de -10 dB é de aproximadamente 6 GHz e a saída PSD de saída respeita a máscara FCC quando A_ctrl ≤ 0,5-V.

4.3 Implementação física

Devido à elevada frequência de funcionamento, é obrigatória uma tecnologia de pequena dimensão. A maior parte da bibliografia encontrada utiliza processos de 0,18-μm. Para escolher um processo CMOS adequado, foram avaliadas duas tecnologias de 90 nm avaliadas:⁴⁸

• Taiwan Semiconductor Manufacturing Company (TSMC) N90-CMOS-MS-RF-LP ⁴⁹: Um processo CMOS de 90 nm para aplicações de sinal misto e de radiofrequência com baixo consumo de energia.
• United Microelectronics Corporation (UMC) L90N-MM-RF** ⁵⁰: A Processo CMOS de 90 nm para aplicações lógicas, de modo misto e de radiofrequência aplicações de radiofrequência com dieléctricos de baixo κ, baixa fuga e opção de poço triplo opção.

O processo selecionado foi o UMC L90N-MM-RF com opção de poço triplo. A opção triple-well aumenta o isolamento de ambos os transístores (canais n e canal p) do substrato da pastilha. Também permite que os circuitos sejam independentes das condições de polarização do substrato, o que é uma vantagem para isolamento de ruído, sinal misto e aplicações de MOSFET de limiar dinâmico⁵¹. A figura 4.14 mostra uma estrutura típica de estrutura de poço triplo.

Figura 4.14: Estrutura de poço triplo (simplificada).

A verificação das regras de conceção (DRC), a verificação da disposição em relação ao esquema (LVS) e a a extração de parasitas foram feitas utilizando o Mentor Graphics Calibre. Foram foram tidos em conta aspectos práticos como as densidades máximas de corrente densidades máximas de corrente, ligações ao substrato, simetria do circuito, entre outros. O projeto físico é um processo iterativo em que o circuito é o circuito é melhorado várias vezes até se chegar ao resultado final. Os modelos das almofadas de saída também foram incluídos no circuito final.

Figura 4.15: Implementação física (675x675-μm²).

4.4 Resultados

Antes do projeto físico, todas as simulações foram feitas com netlists de esquemas. Estas netlists não têm qualquer informação sobre componentes componentes parasitas, como capacitores e resistências. Quando o projeto Quando o projeto físico está completo, é possível extrair os componentes componentes parasitas do circuito e obter uma netlist pós-layout, que é uma uma aproximação muito melhor do circuito integrado real do que o esquema. Mais uma vez, o Mentor Graphics Calibre foi utilizado para esta função, especificamente a ferramenta Parasitic Extraction (PEX).

A netlist pós-layout foi então utilizada para simulação e os resultados e os resultados foram comparados com a netlist esquemática. Figura 4.16 mostra a forma de onda de saída e a sua densidade espetral de potência.

Figura 4.16: Resultados esquemáticos versus resultados pós-ensaio.

A tabela 4.2 apresenta uma comparação numérica entre as simulações pré e pós simulações. Os valores para os circuitos de sintonização foram ajustados para a especificação da máscara da FCC.

Tabela 4.2: Comparação dos resultados do esquema com os do pós-layout. {#table:schematic_vs_post_layout}

A partir da figura 4.16 e da tabela 4.2 é possível concluir que o modelo pós-layout está em conformidade com a máscara FCC e é idêntico ao modelo esquemático inicial. A principal A principal diferença entre os dois casos é a frequência central do impulso de de saída. Isso se deve ao alto impacto dos componentes parasitas na na frequência de saída do anel-oscilador. A partir da análise da netlist da netlist bruta, foi possível concluir que os capacitores parasitas são parasitas são muito pequenos (geralmente alguns femto farad). No entanto, as resistências em série das ligações são muito elevadas e, nalguns casos, superiores a um ohm. Para Para ultrapassar este facto, o esquema pode ser melhorado aumentando a ligação metálica para diminuir a sua resistência.

Este trabalho é o segundo com um menor consumo de energia por impulso e tem a maior taxa de impulsos quando comparado com a literatura analisada como mostra a figura 4.17. Além disso, possui três graus de liberdade para calibração, o que torna este transmissor muito fiável.

Figura 4.17: Comparação final.

A distribuição do consumo de energia por bit é mostrada na figura 4.18. O amplificador de saída quase O amplificador de saída quase não consome energia e a energia total por impulso é dividida entre o gerador de falhas e o oscilador em anel.

Figura 4.18: Percentagem de distribuição do consumo de energia por bloco.

4.4.1 Análise dos cantos do processo

Um canto de processo refere-se a uma variação dos parâmetros de fabrico de um circuito integrado. Estes cantos de processo representam o maior desvio dos parâmetros típicos dentro dos quais um circuito que foi construído em silício deve funcionar corretamente. Um circuito que funcione em dispositivos fabricados nestes cantos de processo pode funcionar mais lentamente ou mais rapidamente do que do que o especificado e a temperaturas e tensões mais baixas ou mais altas, mas se o mas se o circuito não funcionar de todo em qualquer um destes extremos de processo, o mas se o circuito não funcionar em nenhum destes extremos do processo, considera-se que a margem de conceção é inadequada.

Uma convenção para designar os cantos do processo é a utilização de designadores de duas letras, em que a primeira letra se refere à margem de projeto. de duas letras, em que a primeira letra se refere ao canto NMOS e a segunda letra refere-se ao canto PMOS. Nesta convenção de nomes, Nesta convenção de nomes, existem três cantos: típico, rápido e lento, como mostra a figura 4.19. Os cantos rápido e lento exibem mobilidades de portadores que são superiores e inferiores às normais, respetivamente.

Figura 4.19: CMOS Corners.

Existem, portanto, cinco cantos possíveis: típico-típico (TT), rápido-rápido (FF), lento-lento (SS), rápido-lento (FS) e lento-rápido (SF). Os Os três primeiros cantos (TT, FF, SS) marcados com círculos verdes e azuis são são chamados cantos pares, porque ambos os tipos de dispositivos são afectados uniformemente, e geralmente não afectam negativamente a correção lógica do circuito. circuito. Os dispositivos resultantes podem funcionar a frequências de relógio mais lentas ou mais rápidas mais lentas ou mais rápidas, e são frequentemente classificados como tal. Os dois últimos cantos (FS, SF) mascarados com círculos vermelhos, são chamados de cantos “enviesados” e geralmente são motivo de preocupação. Isto deve-se ao facto de um tipo de comutação ser muito mais rápido do que e esta forma de comutação desequilibrada pode fazer com que uma extremidade da de saída tenha muito menos variação do que a outra. Para além dos para além dos próprios cantos dos transístores, há mais efeitos de variação no chip que se manifestam em nós tecnológicos mais pequenos. Estes Estes incluem efeitos de variação de processo, tensão e temperatura (PVT) nas nas interconexões no chip, bem como nas estruturas de via.

Como indicado na secção [4.1] (#sec_system_level_overview), existem três diferentes níveis de liberdade que permitem a sintonização do impulso de saída após a produção da pastilha. A fim de testar a afinação da pastilha nas piores condições possíveis, foi efectuada uma análise de canto e os resultados são ilustrados nas figuras 4.20-4.23.

Figura 4.20: Resultados dos cantos SS pós-esboço

Figura 4.21: Resultados dos cantos FF do pós-posicionamento

Figura 4.22: Resultados do canto FS do pós-esboço.

Figura 4.23: Resultados do canto SF do pós-posicionamento.

É possível observar que o pior cenário é quando tanto N e PMOS são lentos (figura 4.20). Neste Neste caso, a frequência central do sinal diminui e a largura de banda é é severamente reduzida para 3,9 GHz contra os 5,4 GHz do canto TT. A amplitude do impulso A amplitude do impulso é também muito menor, mas pode ser facilmente aumentada ajustando o ganho do amplificador de saída.

Em termos de largura de banda, o canto FF é o mais favorável. Nesta situação, a frequência central e a largura de banda aumentam. Este é um resultado resultado esperado, pois quando os dois tipos de transístores são rápidos, o oscilador em anel aumentará a sua frequência de oscilação e o gerador de e o gerador de glitches será capaz de produzir glitches mais curtos, aumentando a largura de banda. Neste canto, foram utilizados dois níveis de liberdade para calibrar a para calibrar a forma de onda de saída e cumprir a máscara da FCC: o comprimento do glitch foi de glitch foi aumentado, reduzindo a largura de banda do sinal de saída, e o ganho do amplificador de saída e o ganho do amplificador de saída foi diminuído.

Em termos de frequência central e largura de banda, os cantos FS e SF são idênticos. A única diferença é que o canto FS necessita de um aumento do ganho do ganho do amplificador de saída, ao contrário do canto SF que precisa de uma diminuição. Os resultados semelhantes com os cantos FS e SF são explicados pelo facto de a solução apresentada é totalmente diferencial.

Os resultados numéricos da análise dos cantos são apresentados na tabela 4.3.

Tabela 4.3: Resultados das simulações de cantos pós-layout.

É possível concluir que, mesmo nas piores condições, é fácil calibrar a forma de saída de modo a cumprir a máscara UWB da FCC. O consumo do gerador de impulsos pode variar de 13,3 a 18,9 pJ por impulso para uma frequência de repetição de impulsos de 1-GHz.

5. Conclusão e trabalho futuro

A tecnologia biomédica está a evoluir todos os dias, levando a um aumento da complexidade: implantes cerebrais, visuais, cocleares, pacemakers, equipamentos de equipamentos de diagnóstico, etc. Esta complexidade adicional exige taxas de bits mais elevadas para para transmitir grandes quantidades de dados.

Os sistemas sem fios de banda estreita para débitos de bits muito elevados são muito difíceis de implementar, o que resulta numa elevada complexidade do hardware. Além disso, estes sistemas sistemas baseiam-se numa frequência portadora, o que exige um sintetizador de radiofrequência que tem de estar sempre a funcionar, o que resulta num consumo de energia constante. Os amplificadores de potência convencionais têm também têm também uma baixa eficiência devido aos elevados requisitos de eficiência espetral e às modulações de envelope não constantes frequentemente utilizadas.

Recentemente, com a aprovação da banda UWB não licenciada pela FCC, a UWB tornou-se uma solução alternativa para a comunicação sem fios com elevada de dados, nomeadamente do tipo impulse-radio. A comunicação A comunicação baseia-se na transmissão de impulsos estreitos (tipicamente (normalmente inferiores a 1-nS) espaçados por períodos de tempo relativamente grandes. Isto Isto resulta num ciclo de trabalho muito baixo e num baixo consumo de energia, uma vez que o todo o sistema pode ser desligado entre impulsos.

5.1 Realizações

Durante esta tese, foram estudados vários transmissores de banda ultra-larga e de banda estreita e de banda estreita existentes foram estudados e comparados. Um novo transmissor IR-UWB sintonizável para implantes biomédicos foi concebido num processo CMOS de 90 nm. O transmissor O transmissor gerou impulsos modulados bifásicos com uma frequência central de 5,6 GHz e uma largura de banda de -10 dB de 5,4 GHz. A taxa de repetição de impulsos mais elevada A taxa de repetição de impulsos mais elevada é de 1 Gb/s com um consumo de energia de 14,6 pJ/b. Os impulsos Os impulsos transmitidos estão em conformidade com a máscara de espetro da FCC e a A área total do circuito é de 675x675-μm². A solução proposta permite A solução proposta permite o ajuste da duração da forma de onda de saída, da frequência central e da A solução proposta permite o ajuste da duração da forma de onda de saída, da frequência central e da amplitude, de modo a cumprir os regulamentos existentes, conforme comprovado pela a análise de canto. A solução proposta permite ajustar a duração, a frequência central e a amplitude da forma de onda de saída, de modo a cumprir os regulamentos existentes, conforme comprovado pela análise de canto. utilizando diferentes esquemas de modulação, nomeadamente BPSK, OOK, PPM e PAM.

5.2 Trabalho futuro

Como mencionado na última secção, os objectivos deste trabalho foram cumpridos com sucesso. No entanto, há sempre espaço para melhorias. Por exemplo, o filtro de saída pode ser optimizado para reduzir o número de componentes e, consequentemente, a área total do circuito. Os blocos O oscilador em anel e os blocos geradores de falhas também podem ser melhorados para para reduzir o consumo de energia, tornando este transmissor o que tem o menor consumo de energia em comparação com as implementações existentes. implementações existentes.

Os resultados da simulação precisam de ser validados na prática e, por conseguinte o circuito integrado deve ser produzido e testado para concluir este trabalho. Com esse objetivo em mente, o circuito integrado concebido está numa que pode ser submetido a fabrico através do serviço Europractice IC da Europractice. Este facto permitirá a validação prática e também uma comparação justa com os circuitos relatados na literatura.

A implementação da solução proposta num sistema IFN pode ser pode ser aplicada diretamente. Para além disso, a elevada taxa de dados proporcionada pelo transmissor IR-UWB do transmissor IR-UWB aqui proposto pode também abrir a possibilidade de multiplexagem de um elevado número de sinais neuronais. Esta solução pode ser uma Esta solução pode constituir uma vantagem significativa em relação às interfaces de rádio atualmente utilizadas.

6. Referências